2017-03-09 16:15:41

節能和環保在我們的日常生活中扮演著重要的角色;而隨著價格親民的混合動力汽車和電動汽車的發布,人們的這些意識進一步得到了提高。這兩項技術均使用大量充電電池,其中高品質、高功率的鋰離子電池單元代表了目前為止最佳的解決方案。這些電池廣泛用於筆記本電腦、手機、數碼相機、攝像機和其他便攜式設備中,但生產效率並未成為一個主要問題,因為這些電池的容量較低,通常為每單元或每組低於5 安時(Ah)。一個典型的電池組由不到一打的電池單元組成,因此匹配也不是什麼重要問題。

實現節能的一種方法是在非高峰時段儲存電能,補充高峰時候的 用電需求。用於車輛或電能存儲的電池具有高得多的容量,通常 為幾百Ah。這是通過大量小型電池單元或一些高容量電池來實現 的。例如,某種型號的電動汽車采用大約6800 個18650 鋰離子電 池單元,重達450 kg。由於這個原因,電池生產需要製造速度更 快、效率更高以及控製更精確以滿足市場的價格需求。

鋰離子電池製造概述

圖1 顯示鋰離子電池製造過程。下線調理步驟中的電池化成和測試不僅對電池壽命和品質產生極大影響,還是電池生產工藝瓶頸。

圖1. 鋰離子電池製造過程

就目前的技術來說,必須在電池單元級完成化成,這可能需耗時數小時甚至數天,具體取決於電池化學特性。在化成時通常采用0.1 C(C 是電池容量)電流,因此一次完整的充放電循環將需要 20 小時。化成可占到電池總成本的20%至30%。

電氣測試通常使用1 C 充電電流和0.5 C 放電電流,這樣每次循環依然需要一小時的電池充電時間和兩小時放電時間,且一個典型的測試序列包括多個充放電周期。

化成和電氣測試具有嚴格的精度規格,電流和電壓控製在±0.05%以內。作為比較,為便攜式設備(比如手機和筆記本電腦)的電池充電時,精度可能僅為±0.5%(電壓)和±10%(電流)。圖2 顯示典型的鋰離子充放電曲線。

圖2. 典型鋰離子電池充放電曲線

線性或開關化成及測試係統

選擇製造方法時,需考慮到的最重要因素是功效、係統精度和成本。當然,其他因素——比如小尺寸和易於維護——也十分重要。

為滿足電池製造中的高精度要求,係統設計人員原來會采用線性電壓調節器;這樣做可以輕鬆滿足精度要求,但效率較低。用在低容量電池生產可能是一個較好的選擇,但某些製造商依然可以 采用開關技術來凸顯他們的優勢。最終決策將是效率、通道成本和電流之間的取舍。原則上講,開關技術能夠以相同的單通道成本為容量超過3 Ah 電池單元提供更高的效率。表1 顯示各類電池單元的功率容量和最終用途。

表1. 線性和開關係統對比

為了以更低的成本更快地生產電池,係統在化成和測試階段使用 了成百上千的通道,其測試儀拓撲取決於係統的總能源容量。測試儀中的大電流會導致溫度大幅上升,增加隨時間推移而維持高測量精度和可重複性的難度。

在放電階段,保存的電能必須要有地方能夠輸出。一個解決方法是把電池放電到阻性負載,將電能轉化為熱能而浪費。一個更好的解決方案是循環使用這些電能,通過精密控製電路將電流從放 電電池單元饋入另一組充電電池單元中。這項技術可以顯著提高測試儀效率。

一般而言,通過每個電池單元的直流總線和雙向PWM 轉換器,可實現電能平衡。直流總線電壓與特定係統有關,電壓值可以是12 V、24 V 甚至高達350 V。對於同樣的電量而言,由於存在導 通電阻,較低的電壓總線具有較高的電流和較高的損耗。較高的電壓會產生安全性方麵的額外擔憂,並且需要使用成本高昂的電源和隔離電子器件。

圖3 顯示可實現電能循環的典型開關拓撲。各電池單元之間(紅色路徑)或各電池單元之間的直流鏈路總線(綠色路徑)可實現電能的循環利用,也可將其返回電網(紫色路徑)。這些靈活的 高效率設計可降低生產成本,並獲得90%以上的效率。

圖3. 利用電源循環功能切換係統

雖然這項技術具有很多好處,但也存在一些技術難題。電壓和電流控製環路速度必須足夠高,並且必須能隨時間和溫度的變化保持高精度。使用空氣冷卻或水冷卻會有所幫助,但采用低漂移電 路更為重要。該係統包括開關電源,因此必須以合理的成本抑製電源紋波。另外最大程度縮短係統校準時間也很重要,因為係統關斷進行校準時不會產生收益。

控製環路設計:模擬或數字

每個係統都提供一個電壓控製環路,還有一個電流控製環路,如圖4 所示。對於汽車中使用的電池單元,汽車加速時需要快速斜升電流,因此測試時必須對其進行仿真。快速變化速率和寬動態範圍讓電流控製環路的設計變得十分棘手。

圖4. 電池製造係統中的控製環路

一個係統需要四個不同的控製環路,這些環路可在模擬域或數字域中實現:恒流(CC)充電、CC 放電、恒壓(CV)充電和CV 放電。需幹淨地切換CC 和CV 模式,無毛刺或尖峰。

圖5 顯示數字控製環路的框圖。微控製器或DSP 連續采樣電壓和電流;數字算法決定PWM 功率級的占空比。這種靈活的方式允許進行現場升級和錯誤修複,但有一些缺點。ADC 采樣速率必須 超過環路帶寬的兩倍,大部分係統采樣速率為環路帶寬的10 倍。這意味著,雙極性輸入ADC 必須工作在100 kSPS,才能采用單個轉換器和分流電阻涵蓋充電和放電模式。某些設計人員在速度和精度更高的係統中采用16 位、250 kSPS ADC。作為控製環路的一部分,ADC 精度決定了係統的整體精度,因此選擇高速、低 延遲、低失真的ADC 很重要,比如6 通道、16 、250 kSPSAD7656.

圖5. 數字控製環路

在多通道係統中,每個通道一般要求使用一個微控製器和一組專用ADC。微控製器處理數據采集、數字控製環路、PWM 生成、控製和通信功能,因此它必須具有非常高的處理能力。此外,由 於處理器必須處理多個並行任務,PWM 信號中的抖動可能會引起問題,尤其是PWM 占空比較低時。作為控製環路的一部分,微處理器會影響環路帶寬。

圖6 中的電池測試係統采用模擬控製環路。兩個DAC 通道控製CC 和CV 設定點。AD8450/AD8451 用於電池測試與化成係統的精密模擬前端和控製器可測量電池電壓和電流,並與設定點進行比較。CC 和CV 環路決定MOSFET 功率級的占空比模式從充 電變為放電後,測量電池電流的儀表放大器的極性轉,以保證 其輸出為正,同時在CC 和CV 放大器內部切換可選擇正確的補償網絡。整個功能通過單引腳利用標準數字邏輯控製。

圖6. 模擬控製環路

在此方案中,ADC 監測係統,但它不屬於控製環路的一部分。掃描速率與控製環路性能無關,因此在多通道係統中,單個ADC 可測量大量通道上的電流和電壓。對於DAC 而言同樣如此,因此針對多個通道可采用低成本DAC。此外,單個處理器隻需控製CV和CC 設定點、工作模式和管理功能,因此它能與多通道實現接口。處理器不決定控製環路性能,因此並不要求高性能。

ADP1972 PWM 發生器使用單引腳控製降壓或升壓工作模式。模 擬控製器和PWM 發生器之間的接口由不受抖動影響的低阻抗模擬信號構成;而抖動會使數字環路產生問題。表2 顯示模擬環路相比數字環路如何提供更高的性能和更低的成本。

表2. 模擬和數字控製環路比較

特定溫度範圍內的係統精度

校準可除去大部分初始係統誤差。餘下的誤差包括:放大器CMRR、DAC(用於控製電流和電壓設定點)非線性和溫度漂移造成的誤差。製造商指定的溫度範圍各有不同,但最常見的是25°C ±10°C,本文即以此為例。

本設計中使用的電池,完全放電後電壓為2.7 V,完全充電後電壓為4.2 V;使用5 mΩ分流電阻的滿量程電流為12 A;用於。AD8450的電流檢測放大器的增益為66;用來測量電池電壓差動放大器 增益為0.8。

總係統誤差中,電流檢測電阻漂移占了相當一部分。Vishay 大金屬電阻;器件型號:Y14880R00500B9R,最大溫度係數為15ppm/°C,可減少漂移。AD5689 雙通道、16 位nanoDAC+?模 轉換器,最大INL 額定值為2 LSB,可降低非線性度。ADR45404.096 V 基準電壓源,最大溫度係數額定值為4 ppm/°C,是在電流和電壓設定點之間進行取舍後的理想選擇。經電流檢測放大器以66 倍衰減後,DAC INL 會使滿量程誤差增加約32 ppm,基準電 壓源引入的增益誤差為40 ppm。

電流檢測放大器在增益為66 時的CMRR 最小值為116 dB。如果係統針對2.7 V 電池進行校準,則4.2 V 電池將產生40 ppm 滿量程誤差。此外,CMRR 變化為0.01 μV/V/°C,或者0.1μV/V(10°C 溫度範圍)。電流檢測放大器的失調電壓漂移最大值為0.6 μV/°C,因而10°C 溫度偏移將產生6 μV 失調,或者100 ppm 滿量程誤差。

最後,電流檢測放大器的增益漂移最大值為3 ppm/°C,而總漂移為30 ppm(10°C 範圍內)。檢測電阻漂移為15ppm/°C,因此總共增加150 ppm 增益漂移(10°C 範圍內)。表3 總結了這些誤差 源,它們產生的總滿量程誤差不足0.04%。該誤差很大一部分來源於分流電阻,因此必要時可以采用漂移值較低的分流電阻,以改善係統精度。

表3. 10?C 範圍內的電流測量誤差

類似地,對於電壓輸入而言,2 LSB DAC INL 相當於折合到5.12 V滿量程輸入的31 ppm 誤差。若電池電壓在2.7 V 和4.2 V 範圍內變化,那麼差動放大器的78.1 dB CMRR 將產生187 μV 失調誤差,或者36.5 ppm 滿量程誤差。來自CMRR 漂移的額外誤差遠低於1ppm,可以忽略。

差動放大器的失調漂移為5 μV/°C,或者10 ppm 滿量程誤差(10°C範圍內)。差動放大器的增益漂移為3 ppm/°C,或者30 ppm(10°C 範圍內)。基準電壓漂移為40 ppm(10°C 範圍)。總電壓誤差最大值為0.015%,如表4 所總結。

表4. 10?C 範圍內的電壓測量誤差

實現高精度電流測量要比高精度電壓測量困難得多,因為信號電平更小而動態範圍更寬。分流電阻和儀表放大器失調漂移隨溫度 產生的誤差最大。

減少校準時間

係統校準時間可達每通道數分鍾,因此減少校準時間便可降低製造成本。若每通道需3 分鍾,則96 通道係統便需要4.8 小時來執行校準。電壓和電流測量路徑有所不同,因為電流極性會發生改變,且失調和增益誤差在各種模式下均有所不同,因此需單獨校 準。若沒有低漂移元件,就必須針對每一個模式進行溫度校準,導致校準時間非常長。

當 AD845x在充電和放電模式之間切換時,內部多路複用器將在到達儀表放大器和其他信號調理電路之前改變電流極性。因此, 儀表放大器將始終獲得相同的信號,無論處於充電還是放電模式,且增益誤差在兩種模式下均相同,如圖7 所示。多路複用器的電阻在充電和放電兩種模式下不同,但儀表放大器的高輸入阻抗使得此誤差可忽略不計。

從係統設計角度而言,兩種模式下具有相同的失調和增益誤差意味著單次校準可消除充電和放電模式下的初始誤差,使校準時間減半。此外,AD845x 具有極低漂移,對其進行單次室溫校準即可, 無需在不同溫度下進行校準。考慮到整個係統壽命期間所需的校準,節省的時間可轉化為成本的大幅下降。

減少紋波

從線性拓撲轉換到開關拓撲後,係統設計人員麵臨的問題之一是電壓和電流信號中的紋波。每一個開關電源係統都會產生一些紋波,但在高效率、低成本要求的PC 和其他大用量電源管理應用中穩壓器模塊的推動,技術變革非常快。精心設計電路和PCB 布局, 可以減少紋波,使得開關電源可以為一個16 位ADC 供電而不會降低其性能,詳見AN-1141 應用筆記用開關穩壓器為雙電源精密 ADC 供電。此外,ADP1878同步降壓控製器數據手冊提供有關高功率應用的更多信息。大部分開關電源使用單級LC 濾波器,但 若需要更佳的紋波和更高的係統精度,則雙級LC 濾波器將有所幫助。

均流控製

AD8450支持方便的純模擬均流,是結合多通道實現高容量電池化成和測試的快速、高性價比之選。例如,可以利用一個5 V、20 A單通道設計,三個相同的通道均流後可產生5 V、60 A 係統。采用AD8450 和一些無源器件即可實現均流總線和控製電路。與單通道設計相比,這是一種高性價比方式,因為可以使用低成本功率電子器件,無額外開發時間。詳情可參見AD8450 數據手冊。

圖7. AD845x 在充電和放電模式下具有相同的失調和斜率

結論

AD8450, AD8451, and ADP1972簡化係統設計,具有優於0.05%的 係統精度和超過90%的能效,有助於解決可充電電池製造瓶頸問題,同時為環保技術的普及做出貢獻。開關電源可為現代可充電電池的製造提供高性能、高性價比解決方案。

參考電路

Wang, Jianqiang, et al. “Study of High-Capacity Single-Body Li-Ion Battery Charging and Discharging System.” PEDS2009.

Wolter, M, et al. “End-of-Line TesTIng and FormaTIon Process in Li-Ion Battery Assembly Lines.” 9th InternaTIonal MulTI-Conference on Systems, Signals and Devices, 2012 IEEE

作者

Wenshuai Liao

Wenshuai Liao 是ADI 公司位於馬薩諸塞州威明頓的線性產品部門(LPG)的一名營銷工程師。他在獲得清華大學光學工程碩士學位後,曾在大唐電信集團任3G節點BRF工程師三年。他於2002年8月加入ADI公司。

Luis-Orozco

Luis Orozco是ADI公司工業和儀器儀表部的係統應用工程師。主要涉足精密儀器儀表、化學分析和環境監測應用。他於2011年2月加入ADI公司。

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