2017-05-02 20:37:48

  作者:Youhao Xi,TI公司

  48V-12V雙電池電源係統正廣泛用於輕度混合動力電動車。車輛的動態運行條件可能需要在兩個電池軌道之間來回傳送高達10kW的電功率。由於行使中的車輛其運行操作情況多種多樣,實時控製一個方向或另一個方向上的功率流需求是一個相當複雜的任務,要求其數字控製方案具有智能性。因此,當領先的汽車製造商和一級供應商開始開發48V-12V雙向電源轉換器時,大多數都采用了全數字方法。

  全數字解決方案成本昂貴,因為它們需要許多離散的模擬電路。這些模擬電路包括精密電流檢測放大器、功率MOSFET柵極驅動器、監視和保護電路等。由於電路板上的設備數量龐大,離散解決方案顯得笨重且不夠可靠。為了減小解決方案尺寸和降低成本,同時提高性能和係統級可靠性,部分一級供應商正在尋找一種混合架構,其微控製器處理更高級別的智能管理,而高度集成的模擬控製器實現電源轉換器級。這篇博文將討論如何確定這種模擬控製器最合適的控製方案。

  表1總結了不同控製方案的優點和缺點。

  表1:控製方案比較

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  A48V-12V雙向轉換器通常必須具有高精度的電流調節(優於3%),以便精確地控製從一個電池軌到另一個電池軌傳輸的功率量。由於高功率,係統通常需要交錯並行操作中的多相電路,以共享總負載,並且共享應當在各個相之間均衡。因此,電壓控製模式不適合,因為其不能實現多相共享。

  基於電感電流峰值生成脈衝寬度調製(PWM)信號的峰值電流模式控製方案可實現多相共享。然而,共享平衡很大程度上受功率電感器公差的影響。功率電感器通常具有±10%的公差,並導致顯著的共享誤差,從而導致不同相位的失衡功率耗散。更糟的是,電感的峰值電流具有與DC電流的固有誤差,導致電流調節較不精確,進而導致功率輸送不太準確。

  傳統的平均電流模式控製方案解決了峰值電流模式控製的電流誤差問題,因為它調節了平均電感電流,並消除了電感公差對電流調節的影響。然而,電廠傳遞函數隨著工作電壓和電流條件而變化,並且雙向操作需要兩種不同的環路補償。

  為了克服常規平均電流模式控製方案的挑戰並簡化實際電路實現,TI為48V-12V雙向轉換器工作開發了創新的平均電流模式控製方案,如圖1和表1所示。功率級包括:

  ?    高側FET(Q1)。

  ?    低側FET(Q2)。

  ?    功率電感器(Lm)。

  ?    電流檢測電阻(Rcs)。

  ?    兩個電池,一個在HV端口,另一個在LV端口。

  控製電路包括:

  ?    增益為50的電流檢測放大器,通過方向指令DIR(“0”或“1”)進行方向轉向。

  ?    跨導放大器用作電流環路誤差放大器,在非反相引腳施加參考信號(ISET),以設置相位直流電流調節值。

  ?    PWM比較器。

  ?    與HV-Port電壓成比例的斜坡信號。

  ?    由DIR控製的轉向電路,用於施加PWM信號以控製Q1或Q2作為主開關。

  ?    COMP節點處的環路補償網絡。

  Rcs感應電感電流,且信號被放大50倍。該信號被發送到跨導放大器的反相輸入,導致COMP節點處的誤差信號,該節點也是PWM比較器的非反相輸入的節點。比較誤差信號和斜坡信號產生PWM信號。由DIR命令控製,PWM信號可控製Q1進行降壓模式操作,並強製電流從HV端口流向LV端口,或當發送到Q2時,反轉電流流動的方向。

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  圖1:TI專用平均電流模式控製方案的雙向電流轉換器

  表2:變流器功率裝置傳遞函數(KFF是斜坡發生器係數;Vramp = KFF×VHV-端口;Rs是沿著功率流路徑的有效總電阻,不包括Rcs)

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  表2所示為新控製方案的優點。電廠傳遞函數對於雙向操作是相同的,它是一階係統。此外,傳遞函數與諸如端口電壓和負載電流水平的操作條件無關。因此,應用單個II型補償網絡將在所有工作條件下始終穩定雙向轉換器,大大簡化了實際電路的運用,並提高了性能。

  TI的專有平均電流模式控製方案適用於汽車48V-12V雙向電流控製器。它需要單個II型補償網絡來覆蓋雙向操作,而不需要考慮運行條件如何。電流調節精度——盡管存在電感公差,均勻共享高功率的多相並聯操作等,—— 將大大簡化高性能的雙向轉換器設計。TI在LM5170-Q1多相雙向電流控製器中實現了這種控製方案。閱讀博文“雙電池係統中的汽車48V和12V電源互聯”,了解如何克服設計混合電動車電源的挑戰。



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